基于氮化镓器件的Boost PFC电路设计

Boost PFC已经广泛应用于有源功率因数校正技术。变换器为实现高功率密度、快速响应等要求，必须工作在高开关频率。对于硬开关Boost，开关频率的增加，开关损耗会显著增大。硬开关Boost PFC损耗主要有3个部分:(1)输出二极管损耗，二极管反向恢复电流使Boost开关损耗增加。对此，有研究者提出了使用SiC二极管替代Si二极管的解决方案，有效地降低了反向恢复电流带来的损耗；(2)无源器件损耗，Boost无源器件损耗主要是电感损耗，已经有很多研究者采用各种优化设计降低电感体积，并减小电感损耗；(3)开关管损耗，受到Si器件材料属性的限制，进一步减小损耗很困难。氮化镓高电子迁移率晶体管(GaN HEMT)相比传统的Si MOSFET结电容更小以及开关速度更快，成为提高效率的一个选择。

1. 主电路设计
1.1 Boost PFC电路图
如图1电网电压Uac经过整流桥整流的到馒头波Uin。通过开关管的占空比来控制IL相位和幅值，使功率因数接近1。其中Boost级功率电路起到了功率因数校正和升压的作用。

主电路参数设计目标如表1所示。

1.2 电感设计
Boost PFC电感设计需要考虑两个部分，一是电感电流有效值与最大瞬时值，二是电感的感值。电感电流波形如图2所示。假设效率η为90%，电感平均电流最大有效值、电感平均电流的最大值、电感电流纹波峰峰值分别为:

电感实际电流的最大瞬时值为电感平均电流最大值加上纹波峰峰值的一半。

1.3输出电容设计
输出电容要考虑两个部分:一是电容容值满足输出纹波的要求；二是电容的等效串联电阻要足够低，以降低等效电阻造成的损耗，使输出电容纹波满足目标要求，则

式中:ΔUpp，max是输出电压纹波的最大峰峰值，ω是输入电压的角频率。

1.4 开关管与二极管设计
开关管源漏极电压Uds在关断时被输出电容钳位，Uds=390V，开通时源漏极电流Ids等于电感电流IL。二极管在关断时被输出电容钳位，承受反向电压UD=-390V，最大电流有效值

式中:Iac，peak是输入电流最大值，T是输入电压Uac的周期。
如表2所示，开关管额定电压600V，额定电流9A，二极管额定电压600V，额定电流2A，符合设计要求。

如图3设计中选用的开关管是Transphorm公司的级联结构GaN HEMT THP3002PS。表3是两个相同功率等级的GaN HEMT与最高工艺水平Si COOLMOS的主要参数对比。GaN HEMT门极电荷总量与结电容小使其拥有更快的开通速度，同时通态电阻小，导通损耗会更低。综上设计，主电路参数如表2所示，其中开关管选择相同功率等级与封装进行GaN与Si COOLMOS对比计算。由于二极管反向恢复电流损耗的问题，很多论文已经提出使用没有反向恢复电流的SiC二极管代替Si二极管能大大降低开关损耗的方案。GaN二极管也没反向恢复电流，因此选用相同功率等级的GaN二极管与SiC二极管进行损耗对比计算，主要参数如表4所示。

图3 级联结构的GaN HEMT

2. 损耗对比与分析
总效率如图3.1所示，输入电压为260V时，GaN开关管与SiC二极管组合效率最高，满载时能达到98.1%，比效率最低的Si开关管与GaN二极管组合高了1%。输入电压为90V时，GaN开关管与SiC二极管组合效率最高，在满载时能达到95.7%，比效率最低的Si开关管与GaN二极管组合高了2%。同时，GaN二极管导通损耗低于SiC二极管，以及GaN开关管在导通电阻上低于Si开关管，会让它们在导通损耗上相对较低。因此，在输出功率大导致输入电流较大时，GaN开关管与GaN开关管组合的效率会超过Si开关管与SiC二极管组合。最后，选用GaN开关管与SiC二极管这个效率最高的组合制作了PFCboost原型机并进行实验。

图3.1 Boost PFC理论计算效率

3. PFC boost控制原理与建模
3.1控制原理
PFC的控制目标:(1)输入电流跟随输入电压；(2)输出电压稳定。设计中采用了NCP1654的通过控制输入阻抗来控制输入电流的控制方法。

图4 控制框图

控制框图如图4，电路采用双环控制，电压环为外环，控制输出电压稳定。电流环为内环，以乘法器输出的VM加锯齿波补偿后，与VREF比较，产生PWM驱动方波控制电流。PWM发生器结构与时序图如图5和图6所示。

由秒伏平衡，输入电压与输出电压的关系。

式中:Ts为开关管开关周期，ton为开关管开通时间。由于输入滤波电容Cfliter吸收了开关管开通与关断产生的高频分量，使

t0时刻，时钟Clock信号置1，直到t1时刻，时钟Clock信号置0。触发下降沿信号使锁存器输入端S=1，此时由于Vramp小于VREF，R=0，锁存器输出Q=1，开关管开通，电感电流IL与Vm升高。t2时刻，Vramp增加到VREF，比较器输出为1，R=1，锁存器输出Q=0，开关管关断，电感电流IL与Vm降低。可得，

由式(9)知，输入阻抗Zin为常数，Iin在幅值和相位上跟随Uin。

3.2小信号模型
由3.1节的控制策略建立小信号模型，分析控制系统是否稳定，若不稳定需要进行补偿设计。假设Boost PFC无损耗，根据功率守恒可得输出功率与输出电流，以此建立系统的大信号模型。图7中RESR为输出电容串联等效电阻，Cout为输出电容，RL为负载电阻。

考虑Vc、Uin(rms)、Vout的小信号分量扰动，可以导出小信号模型。图8中电流源I1与I2分别由Vc与Uin(rms)小信号分量扰动产生，RL/2由Vout小信号分量扰动产生。

控制中Uin(rms)的采样经过了低通滤波器，可不考虑Uin(rms)的小信号分量扰动，小信号模型等效为图9。

3.3补偿电路
根据3.3节的控制到输出的传递函数H(s)绘制开环增益幅频特性曲线如图10，补偿前低频段增益不够大，高频段增益不够小，且由于RESR与Cout不确定，无法判断增益曲线在穿越0dB时是否斜率为-20dB/dec，为了控制系统的稳定，需要进行补偿。

图10 开环增益幅频特性曲线示意图

图11为电压环补偿电路，其中Rfb1，Rfb2为输出电压采样电阻，Vref为输出电压参考值，GEA为跨导误差放大器增益，输出到控制的传递函数为

对补偿电路零极点位置进行设计，如图10将H(S)的零点、极点与Hc(S)的零点、极点相消，开环增益幅频曲线在补偿后，低频段开环增益足够大，且经过穿越频率时，斜率为-20dB/dec，经过补偿后的控制系统稳定。

4. 仿真与实验
PSIM仿真验证了补偿设计与主电路设计的正确性，如图12、图13，主电路达到功率因数校正与输出电压稳定的目的。

图12 Boost PFCPSIM仿真电路图

图13 PSIM仿真波形

根据设计参数，制作了一台Boost PFC原型机，实物图如图14。Boost PFC原型机实验的输入电流与输入电压以及输出电压波形如图15、图16。图17是Boost PFC电路运行时的关键波形，包括开关管Uds、Ugs、电感电压电流UL与IL。用功率分析仪检测了Boost PFC的在300W输出功率以及在输入电压90V和260V的条件下的功率因数，测试结果如图18。Boost PFC在轻载时功率因数较低，在满载时功率因数为0.99以上，达到了功率因数校正的效果。
图19为Boost PFC实测效率与理论计算效率对比。由于器件温度、杂散损耗、器件参数误差、计算公式误差、测量仪器精度等原因，实测效率比理论计算低，但误差小于1%，属于合理范围。

图14 Boost PFC原型机

图15 Boost PFC输入电压、电流实验波形

5. 总结
GaN HEMT低开关损耗、导通损耗，使其相对于Si CoolMOS在高频Boost PFC中的表现出更高的效率。在输出功率300W、输入电压为90V时，效率差别最大，GaN HEMT与SiC二极管组合比SiCOOL-MOS与SiC二极管组合高1%。GaN二极管与SiC二极管都没有反向恢复电流造成的损耗，但GaN二极管的结电容电荷总量大于SiC二极管，导致结电容造成损耗过大，使其总损耗大于SiC二极管。当流过二极管电流增大，二极管导通损耗会随之增加，GaN二极管的导通损耗所占比重增加，以至于总损耗会低于SiC二极管。GaN二极管在损耗方面的表现总体上低于SiC二极管。GaN HEMT在系统中比Si CoolMOS提高了1%的效率，在硬开关Boost PFC中是不小的提高，可以有效降低热设计的难度。随着GaN器件制作工艺水平的不断，其成本会不断降低、性能不断提高；以及开关电源高频化趋势，GaN器件的优势会相对传统Si器件更加明显。

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